【实践】开关电源选择合适拓扑,需要考虑诸多因素!

1 引言

在设计你的变换器前，你必须首先选择电路拓扑。因为其它所有电路元件设计，像元件选择，磁芯设计，闭环补偿等等都取决于拓扑。所以在设计开始之前，你得首先仔细研究所要开发的电源的要求和技术规范：输入、输出电压，输出功率、输出纹波、电磁兼容要求等等，以保证选择适当的拓扑。

在电力电子技术教科书和开关电源书籍中只是概要地介绍几个基本的拓扑，分别说明这些拓扑工作的基本概念，输出与输入关系，和对元器件基本要求等等，而很少或没有指出该拓扑的长处和短处以及相应的应用场合。而在有关文献中讨论的拓扑就非常多，单就谐振变换器拓扑就有数百种。在如此众多的拓扑中，实际看到经常在产品中使用的拓扑只有大约14种。为何有如此巨大差距？一个很重要的因素是作为电源商品，成本(军品另当别论)和质量作为第一目标。因此，选择的电路拓扑应当考虑到电路复杂性和是否成熟，该拓扑可能使用的元器件定额和是否易购，制造是否需要高级技术人员、特殊的测试设备、元器件是否严格筛选等等，应当从整个电源产品效率、体积、成本以及技术条件和规范综合因素考虑。因此尽管众多研究者为了提高电源效率，减少体积研究如何减少开关损耗，提高开关频率，提出如此多的拓扑，发明者申请了大量专利。这些拓扑和专利在理论上是有价值的，并存在应用的可能性，软开关PWM和有源箝位等技术都是从研究谐振，准谐振变换器发展而来的。这些新拓扑和专利在某一方面提出了新的途径和方法，但也会带来某些方面的不足，作者和申请者不可能面面俱到。理论上先进就能做出最好产品，这是天真的想法。理论研究始终是探索性的，始终走在生产的前面；而产品是该领域研究最充分，经过若干因素折衷的实践产物。这也是理论研究与生产实际的差别。同时也是专利与生产力的距离。专利往往只是一个好主意（good idea），只是在某一方面有独创性，是否能转变为产品那就时另一回事。如果为了将效率提高1％，而使得成本提高10％，这是任何厂商不愿意做的。因此很少专利转变为生产力就不足为奇了。但是在体积、重量要求严格而批量小的军品则另当别论。

决定拓扑选择的一个重要因素是输入电压和输出/输入比。图2.1示出了常用隔离的拓扑相对适用的电压范围。拓扑选择还与输出功率，输出电压路数，输出电压调节范围等有关。一般情况下，对于给定场合你可以应用多种拓扑，不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用，因为产品设计还有设计者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生产工艺设备、批量、军品还是民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑，必须熟悉每种拓扑的长处和短处以及拓扑的应用领域。如果随便选择一个拓扑，可能一开始就宣布新电源设计的失败。

2 输入和输出

如果输出与输入共地，则可以采用非隔离的Buck，Boost共地变换器。这些电路结构简单，元器件少。如果输入电压很高，从安全考虑，一般输出需要与输入隔离。

在选择拓扑之前，你首先应当知道输入电压变化范围内，输出电压是高于还是低于输入电压？例如，Buck变换器仅可用于输出电压低于输入电压的场合，所以，输出电压应当在任何时候都应当低于输入电压。如果你要求输入24V，输出15V，就可以采用Buck拓扑；但是输入24V是从8V～80V(MIL－STD－704A），你就不能使用Buck变换器，因为Buck变换器不能将8V变换成15V。如果输出电压始终高于输入电压，就得采用Boost拓扑。

如果输出电压与输入电压比太大（或太小）是有限制的，例如输入400V，要求输出48V还是采用Buck变换器，则电压比太大，虽然输出电压始终低于输入电压，但这样大的电压比，尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围，但是，限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大，功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。

3 开关频率和占空比的实际限制

3.1.开关频率

在设计变换器时，首先要选择开关频率。提高频率的主要目的是减少电源的体积和重量。而占电源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器件占开关电源的体积（20%～30%），重量（30%～40%），损耗20%～30%。根据电磁感应定律有

式中U－变压器施加的电压；N－线圈匝数；A－磁芯截面积；ΔB－磁通密度变化量；f－变压器工作频率。

在频率较低时，ΔB受磁性材料饱和限制。由上式可见，当U一定时，要使得磁芯体积减少，匝数和磁芯截面积乘积与频率成反比，提高频率是减少电源体积的主要措施。这是开关电源出现以来无数科技工作者主要研究课题。

但是能否无限制提高开关电源频率？非也。主要有两个限制因素：第一是磁性材料的损耗。高频时一般采用铁氧体，其单位体积损耗表示为

式中η－不同材料的系数；f－工作频率；Bm－工作磁感应幅值。α和β分别为大于1的频率和磁感应损耗指数。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。频率提高损耗加大，为减少损耗，高频时，降低磁感应Bm使得损耗不太大，违背了减少体积的目的。否则损耗太大，效率降低。再者，磁芯处理功率越大，体积越大散热条件越差，大功率磁芯也限制开关频率。

其次，功率器件开关损耗限制。以Buck变换器为例来说明开关损耗。图2.2是典型的电流连续Buck变换器功率管电流电压波形图。可以看到，晶体管开通时，集电极电流上升到最大值时集电极电压才开始下降。关断时，集电极电压首先上升到最大值集电极电流才开始下降。假定电压、电流上升和下降都是线性的。可以得到开关损耗为

如果电流断续，只有关断损耗，开关损耗为

可见，开关损耗与频率、开关时间成正比。断续似乎比连续开关损耗少一半，但应当注意，在同样输出功率时，功率管电流至少是电流连续时的一倍，除了器件电流定额加大，成本增加外，导通压降损耗也增加。滤波电感磁芯工作在正激变压器状态，磁芯和线圈高频损耗也将大大增加。虽然，通过软开关技术可以减少开关损耗，但请注意，软开关总是利用LC谐振，谐振电流（或电压）很大，谐振电流通过晶体管、电感L和电容C，这些元器件也是有损耗的。有时只提高效率1～2％，但电路复杂，元件数增多，成本增加，有时甚至得不偿失。目前用MOSFET开关的电源，功率在5kW以下，工作频率一般在200kHz以下。BJT最高达50kHz 。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET与IGBT（BJT）组合管最高也不超过100kHz。变换功率几十瓦，当然工作频率可以提高。

此外，变换功率越大，电流电压越大，如果大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率，大功率管需要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大，为避免电流集中降低开关时电流升降速率也增加了开关时间。可见，变换功率越大，允许开关频率越低。

如果你听说他的开关电源工作频率可达几个MHz，你得问问他的变换功率有多大？

3.2占空度

开关变换器的变换比（输出电压与输入电压比）太大或太小是有限制的。首先，变换器占空比（开关导通时间与开关周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓扑中，占空比不能大于0.5。总之，通用PWM控制IC芯片通常不保证占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作频率下，也不保证占空比在0.05以下能以较小的损耗快速驱动MOSFET的栅极。

例如，开关频率为250kHz，周期为4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的导通时间仅为0.4μs，要是MOSFET的开通时间为0.1μs，关断时间也为0.1μs，几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了，损耗加大。这就为什么变换功率越高，工作频率越低的原因之一。

不管控制IC和高电流栅极驱动等等，只要不将占空比设计在最小0.1和最大0.8（对于0.5限制度变换器为0.45）之外，那就不必担心。

如果采用的拓扑有变压器，变比可以调节占空度。但变比也有限制。如果变比太大或太小，初级与次级导线尺寸相差太大，线圈绕制发生困难。一般初级与次级匝比最大为10:1,最小为1:10。要是你需要由很低的电压获得高压，你是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压电路提升电压。

4 几个输出？

紧接占空比的问题是多少输出。例如，如果不是1个输出，Buck是不适合的。在有些情况下，可以加后续调节器得到另一个电压，实际的例子是用Buck变换器产生5V输出，再由线性调节器（或另一个开关）从5V输入产生一个3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。

最坏的情况下，设计多个独立的变换器，而不是采用复杂的许多线圈的磁元件。在开始设计之前，你得考虑考虑，要是采用多输出变换器，或许节省了几块钱的控制IC，但可能花几十块钱做那个复杂的多线圈磁元件。在设计之前，首先应权衡磁元件、电路元件及附加成本，不要就事论事。

5 隔离

在设计前预先要知道次级与初级是否需要隔离。如输入由电网或高压供电，作为商品有安全规范（以及EMI问题）需要隔离的要求。典型的例子是输入与输出有500V交流耐压要求。你知道安全要求后，有些拓扑，像没有隔离的Buck,Boost等等将排除在外。

6 EMI

在设计开始时就要想到EMI问题，不要等到设计好了再考虑EMI。有些拓扑可能有许多成功地避免EMI问题。如果是不隔离的系统，因为在系统中不涉及到第三根导线，如单独用电池供电，就没有共模噪声，这使你滤波变得容易。

此外，某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开，引起输入电流的中断。如果输入电流连续，就没有陡峭的上升和下降沿，电流不会为零，就容易滤波。

此外，某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开，引起输入电流的中断。如果输入电流连续，就没有陡峭的上升和下降沿，电流不会为零，就容易滤波。

作者建议大功率电源最好不要采用输入电流断续的拓扑，因为那些拓扑通常需要很花钱的磁元件。

7 BJT，MOSFET还是IGBT?

拓扑选择与所能用的功率器件有关。就目前可以买到的功率器件有双极型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。双极型管的电压定额可超过1.5kV，常用1kV以下，电流从几mA到数百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,电流数A到数百A；IGBT电压定额在500V以上，可达数kV，电流数十A到数kA。

不同的器件具有不同的驱动要求：双极型晶体管是电流驱动，大功率高压管的电流增益低，常用于单开关拓扑。在低功率到中等功率范围，除了特别的理由以外，90%选择MOSFET。

理由之一是成本。如果产品产量大，双极性管仍然比MOSFET便宜。但是使用双极型功率管就意味着开关频率比MOSFET低，因此磁元件体积比较大。这样是否还合算？你得仔细研究研究成本。

高输入电压（380V）时，或推挽拓扑加上瞬态电压要求双倍以上电压，选择功率管你可能感到为难，如果采用双极型管，你可以买到1500V双极型管，而目前能买到MOSFET最大电压为1000V，导通电阻比BJT大。当然，你可能考虑用IGBT，遗憾的是IGBT驱动虽然像MOSFET，而它的开关速度与双极型管相似，有严重的拖尾问题。

可见，低压（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（数百瓦）开关频率数百kHz。IGBT定额一般在500V以上，电流数十A以上，主要应用于调速，基本上代替高压达林顿双极型管。工作频率最高可达30kHz，通常在20kHz左右。因为导通压降大，不用于100V以下。

为了提高IGBT或BJT的开关速度，也可将MOSFET与BJT或IGBT组合成复合管。图2.3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT与50V/60A的MOSFET串联，用于三相380V整流电感滤波输入（510V）双端正激3kW通信电源中。导通时首先驱动功率MOSFET，这时BJT工作在共基极组态，发射极输入电流，或因MOSFET导通漏极电压下降，BJT发射结正偏，产生基极电流，导致集电极电流，通过比例驱动电路形成正反馈，使得BJT饱和导通。当关断时，首先关断MOSFET，发射结反偏，使得BJT迅速关断。共基极频率特性是共射极的β倍。提高了关断速度。低压MOSFET导通电阻只有mΩ数量级，导通损耗很小。实际电路工作频率为50kHz。

MOSFET与IGBT并联也是利用MOSFET的开关特性。要达到这一目的，应当这样设计MOSFET和IGBT的驱动：开通时，PWM信号可同时或首先驱动MOSFET导通，后导通IGBT。IGBT零电压导通。关断时，先关断IGBT，IGBT是零电压关断；在经过一定延迟关断MOSFET。MOSFET承担开关损耗；在导通期间，高压MOSFET导通压降大于IGBT，大部分电流流过IGBT，让IGBT承担导通损耗。这种组合实际例子工作频率50kHz，3kW半桥拓扑。

8 连续还是断续

电感(包括反激变压器)电流（安匝）连续还是断续：在断续模式的变换器中，电感电流在周期的某些时刻电流为零。电流（安匝）连续是要有足够的电感量维持最小负载电流ILmin（包括假负载），在周期的任何时刻电感都应当有电流流通。即

其中T－开关周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶体管导通时间。我们假定整流器的正向压降与输出电压相比很小。要是最小负载电流为零，你必须进入断续模式。

在实际电源设计时，一般电源有空载要求，又不允许电感体积太大，在轻载时肯定断续，在这种情况下，有时设置假负载，并当负载电流超过使假负载断开，否则可能引起闭环控制的稳定性问题，应当仔细设计反馈补偿网络。

同步整流是一个例外。变换器应用同步整流总是连续模式，没有最小电感要求。

9 同步整流

在现今许多低输出电压应用场合，变换器效率比成本更（几乎）重要。从用户观点来说，比较贵的但高效率的变换器实际上是便宜的。如果一台计算机电源效率低，真正计算时间常常很少，而待机时间很长，将花费更多的电费。

如果效率很重要，就要考虑采用同步整流技术。即输出整流采用MOSFET。当今可买到许多IC驱动芯片既能驱动场效应管，也能很好驱动同步整流器。

采用同步整流的另一个理由是它将电流断续模式工作的变换器转变为电流连续工作模式。这是因为即使没有负载，电流可以在两个方向流通（因为MOSFET可以在两个方向导通）。运用同步整流，解除了你对模式改变的担心（模式改变可能引起变换器的不稳定）和保证连续的最小电感要求。

同步整流一个问题这里值得提一下。主开关管在同步整流导通前关断，反之亦然。如果忽略了这样处理，将产生穿通现象，即输入（或输出）电压将直接对地短路，而造成很高的损耗和可能导致失效。在两个MOSFET关断时间，电感电流还在流。通常，MOSFET体二极管不应当流过电流，因为这个二极管恢复时间很长。如假定MOSFET截止时体二极管流过电流，当体二极管恢复时，它在反向恢复起短路作用，所以一旦输入（或输出）到地通路，发生穿通，就可能导致变换器失效，如图2.4（b）所示。解决这个问题可用一个肖特基二极管与MOSFET的体二极管并联，让它在场效应管截止时流过电流。（因为肖特基的正向压降比体二极管低，肖特基几乎流过全部电流，体二极管的反向恢复时间与关断前正向电流有关，所以这时可以忽略）

10 电压型与电流型控制

开关电源设计要预先考虑是采用电压型还是电流型控制，这是一个控制问题。几乎每个拓扑都可以采用两者之一。电流型控制可以逐个周期限制电流，过流保护也变得容易实现。同时对推挽或全桥变换器可以克服输出变压器的磁偏。但如果电流很大，电流型需要检测电阻（损耗很大功率）或互感器（花费很多钱）检测电流，就可能影响你的选择。不过这样过流保护检测倒是顺水推舟了。但是，如果你把电流控制型用于半桥变换器，有可能造成分压电容电压不平衡。所以对于大功率输出，应当考虑选择那一种更好。

11 结论

最好你在设计一个电源之前，应当预先知道你的电源工作的系统。详细了解此系统对电源的要求和限制。对系统透彻地了解，可大大降低成本和减少设计时间。

实际操作时，你可以从变换器要求的规范列一个表，并逐条考虑。你将发现根据这些规范限制你可以选择的拓扑仅是一个到两个，而且根据成本和尺寸拓扑选择很容易。一般情况下，可根据以上各种考虑选择拓扑：

1. 升压还是降压：输出电压总是高于还是低于输入电压？如果不是，你就不能采用Buck或Buck/Boost.

2. 占空度：输出电压与输入电压比大于5吗？如果是，你可能需要一个变压器。计算占空度保证它不要太大和太小。

3. 需要多少组输出电压？如果大于1,除非增加后续调节器，一般需要一个变压器。如果输出组别太多，建议最好采用几个变换器。

4. 是否需要隔离？多少电压？隔离需要变压器。

5.EMI要求是什么？如果要求严格，建议不要采用像Buck一类输入电流断续的拓扑，而选择电流连续工作模式。

6. 成本是极其重要吗？小功率高压可以选择BJT。如果输入电压高于500V，可考虑选择IGBT。反之，采用MOSFET。

7. 是否要求电源空载？如果要求，选择断续模式，除非采用问题8。也可加假负载。

8. 能采用同步整流？这可使得变换器电流连续，而与负载无关。

9. 输出电流是否很大？如果是，应采用电压型，而不是电流型。

12 拓扑选择

现在从拓扑一般性讨论到特定拓扑，假定你熟悉Buck类变换器，如图2.5所示。用它代替这一类拓扑，集中在每种拓扑实际的困难，并围绕这些困难解决的可能性。集中在能预先选择最好拓扑,使你不至于花费很多时间设计和调试。

a. Buck变换器

限制

如一般考虑指出的，还要给Buck拓扑预先增加有许多限制

1.虽然一个Buck变换器概念上很清楚没有变压器，只有一个电感，这意味不可能具有输入与输出隔离。

2. Buck仅能降低输入电压，如果输入小于要求的输出，变换器不能作

3. Buck仅有一个输出。如果你要由5V变为3.3V，这是好的。但除非愿意加第二个后继调节器，像线性稳压器，你可以看到在许多多路输出时这样应用的。

4.虽然Buck可以工作在连续和断续，但输入电流总是断续的。这意味着在晶体管截止的部分开关周期输入电流下降到零。这使得输入EMI滤波比其它拓扑需要的大。

栅极驱动困难

Buck的驱动十分麻烦。麻烦在于导通一个N－沟道MOSFET，栅极电压至少要5V,或许大于输入电压10V（逻辑电路输出分别为1V和5V）。但是你如何产生一个电压高于输入呢？这个问题最容易的方法应用P－沟道MOSFET，它正好能被栅极到地的信号驱动导通。遗憾的是P沟道MOSFET通常导通电阻RDS比N沟道大，而且价格贵。此外输入电压必须小于20V，以避免击穿栅极，应用场合受到限制。实际这样采用P沟道MOSFET：用一个下拉电阻，你通常得不到有效导通栅极的足够的开关速度，最终你再实验室折腾了几天之后还是采用N沟道MOSFET。

除了很低输入电压变换器，Buck变换器总是采用N沟道MOSFET。

驱动栅极普遍的方法是用一个栅极驱动隔离变压器将栅极与驱动隔离开来（图2.6）

隔离变压器输入端的电容避免当输入边高电平时的直流分量。次级电容和二极管恢复电压单向性－否则在初级12V输入，在次级成了±6V驱动。栅极电阻总是必须的（参看以后的讨论），而栅－源电阻是放电通路：如果栅极由于某种原因停止开关，栅极最终截止。

实际应用：选择栅极驱动的两个电容至少大于栅极电容－记住此电容构成一个带有电容的驱动器，因此你可以得到90%的驱动电压。

虽然此驱动电路相当便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因为变压器需要复位时间。

用一个独立的电源，例如用推挽变换器产生一个相对于MOSFET源极的直流电压，允许极快驱动栅极（图2.7）。如果推挽变换器的电源是稳压的，它不需要闭环，固定占空度即可。你可以用一个驱动IC芯片，实现快速驱动MOSFET。但此电路还有些贵（你可以用一个555定时器形成50%占空度）。

你还需要一个信号浮动系统控制栅极。信号传输不应当有较大传输延迟，不要用像4N48这样慢速光耦。为避免另外的变压器，即使很高输入电压光耦HCPL2601系列有很好的传输特性，因为它具有优良的dV/dt定额。

b.反激变换器

类型

凡是在开关管截止时间向负载输出能量的统称为反激变换器。有两类反激变换器－不隔离（图2.8）和隔离（图2.9）反激变换器。为了避免名称上的混淆，我们来说明其工作原理。

我们以一定占空度导通反激变换器的开关，当开关导通时，输入电压加在电感上，使得电流斜坡上升，在电感中存储能量。当开关断开时，电感电流流经二极管并向输出电容以及负载供电。

隔离的反激工作原理基本相似。在开关导通时间，能量存储在变压器的初级电感中。注意同名端‘·’端，我们看到当开关截止时，漏极电压上升到输入电压，引起次级对地电压上升，这迫使二极管导通，提供输出电流到负载和电容充电。

非隔离反激－Boost或Buck/Boost－只有一个输出（没有方法使它多于一个），输出与输入不隔离。并且Boost输出不能低于输入电压－即使您完全关断开关管，输出等于输入电压（减去二极管压降）。而Buck/Boost仅可输出负压（图2.10）。换句话说，反激仅可作为一个单线圈电感处理。

如果变压器有多个次级线圈，隔离反激可有多个输出。而且所有输出之间以及初级相互隔离的。而且，只要调节初级与各次级匝比，输出可以做成任意大小,变压器是一个多线圈磁元件。

连续和断续

两类反激变换器都可以工作在电流连续和断续。尽管一般反激能够没有死负载下空载运行。（在空载时，开关一直关断，直到电容自放电降低电压时才导通，给出一个单脉冲，所谓‘脉冲跳跃’模式）。对于空载模式，变换器工作在断续模式，如前所说，最好不改变模式，否则闭环稳定困难。大多数小功率，要求快速相应的反激变换器工作在断续模式。

电容限制

当反激晶体管截止时，存储在初级电感中的能量从次级线圈释放出来。因为次级没有滤波电感，全部峰值电流直接流入电容。在较高功率水平时，很难找到足够处理这个纹波电流定额的电容。应当记住：你必须计算电容是否能处理的有效值电流。作为例子，如果是5V输出电压，10A（这大约是反激的最大电流，看下面），在此功率水平下，占空度是0.5。变压器在周期一半的期间要传输整个周期50W功率（因为占空度是0.50）。所以在二极管导通时间传输的电流加倍（连续），次级有效值电流为

这样极高的电流需要许多铝或鉭电容并联，除非运用昂贵的多层叠层电容。反激变换器输出故障主要是由于电容失效引起的。

功率限制

反激变换器通常可以输出最大功率在低输入电压时大约在50W左右（有时或许有人告诉你他能制造出500W反激变换器，但是他从不告诉你在生产线上做出来）。在任何情况下，功率输出反比于电感量，要得到大输出功率需要较小的电感量（在磁元件中讨论）。此时你在合理的频率得到高达50W输出，电感是很小（数值上几乎和杂散电感同数量级）；这几乎不可能设计出如意的产品。例如磁芯销售商导线稍微变化，将引起电感变化足以使你得不到最大功率输出。

低电压输入，限制反激设计少于50W；而高电压输入大些。

输出数量的实际限制

当然，对于所有变换器，多组线圈绕制困难。但是，对于一个隔离的反激变换器此困难是至关重要的。每个输出的电压调节与每个线圈的漏感有关，因为漏感减少了传输到输出的电压。所以要得到很好的输出公差，漏感要小到可以忽略（几乎不可能，因为有气隙），或每个单元相同，使他们可以补偿掉。如果你想绕多线圈来控制所有线圈的漏感几乎是不可能的。按照设计者话说，反激变换器“反激比正激变换器便宜，因为它不需要电感”。不幸的是在生产以后,销售商的线圈离开磁元件公司，同时从此以后没有人能绕这种能使电路正常工作的变压器。

如果你需要3~4个输出，请不要采用反激变换器拓扑。采用正激变换器总规要便宜些。

c. 升压和降压

图2.10虽然输出可以大于或小于输入电压，但输出是负压。图2.11所示电路是一个降压－升压电路输出是正压。是升还是将取决于输出电压高于还是低于输入电压，它们之间的转换时自动区分成的，没有间隔。

在Buck-Boost变换器中，两个开关同时导通，并同时关断。现在考虑第一种情况，输入电压高于输出电压。上部晶体管作为Buck开关（参看图2.5），阳极接地二极管作为续流二极管。因为下部晶体管与上部晶体管同时导通，整个输入电压加在电感上，电流斜坡上升。当两个开关截止时，阳极接地二极管导通，另一个二极管正激导通。作为Buck变换器。

第二种情况假定输入电压低于输出电压。接地晶体管现在作为升压开关，第二个二极管作为反激整流器。再者，两个开关同时导通，当导通时全部输入电压加在电感上。按照前面说明：在两种情况下，不管Buck还是Boost，整个输入电压加在电感上。但这意味着对于两种模式相同的控制电路，而且变换器不在两种模式之间转换。所以，环路稳定性也是一目了然。

可见Buck –Boost综合了Buck和Boost变换器。作为Buck变换器，它没有输入－输出隔离，而且仅有一个输出。作为一个Boost，有一个最大实际输出功率。而且最终除非你用两个MOSFET代替两个（肖特基）二极管做成同步整流，否则效率比较低。但是要达到同步整流需要四个输出的驱动（或许一个全桥PWM IC）。还有工作在整个输入电压范围和控制这个拓扑的IC的出现使Buck-Boost拓扑可能有吸引力。

d. 正激变换器

正激变换器(图2.12)工作完全不同于电路相似的反激变换器。关键在于晶体管导通时，输入电压加在变压器初级，输出二极管正偏导通；而反激当晶体管截止时，二极管导通。因此能量不像反激那样存储在初级电感中。变压器是真正意义上的变压器。当晶体管截止时，仅存储在变压器漏感和激磁电感能量。这将使得漏极电压高于输入电压，复位磁芯。

最小负载

正激变换器是那种需要一个最小负载的变换器。滤波电感需要足够大，以保证它的峰值纹波电流小于最小负载电流。否则将出现断续，输出电压上升，峰值检测。这意味着正激变换器不能工作在空载状态，因为不能具有无限大电感。

随直流偏置变化的电感，像Mpp磁芯是一个最好的选择。电感量随电流增加而减少。在最小负载时，你得到的电感较大，保持电流连续，而在最大负载时，你仍然具有足够的电感，而又不太大。你允许纹波电流随着负载电流增加而增加，以至于不必设计的电感体积大维持最大负载的全部电感。但是应当注意闭环的稳定性。因为变化的电感造成传递函数严重的非线性。

对付最小负载普通方法是加一个假负载永久接在输出端，作为变换器的一部分。因此，即使外负载为零，因为有一个维持最小功率的电阻，变换器可维持连续状态。当然这在外负载电流大于最小电流时消耗了一部分功率。

当实际负载增加时，可切断假负载。通常，导致振荡：假负载断开，引起变换器进入断续，又引起假负载接入；而变换器连续，引起假负载断开，如此等等。假负载引起效率降低与采用大电感成本比较是否合算？

激磁电感

不像反激变换器用初级电感存储能量，正激实际上是寄生激磁电感。当电流流过初级时，有能量存储在激磁电感中LmI2/2和漏感中。当晶体管关断时，此能量要有去处。最简单的方法，你把它引到RC网路，要么引到晶体管本身，让它击穿。习惯的做法在变压器上用一个附加线圈恢复能量。或用一个晶体管和电容构成有源箝位。不管如何恢复能量，这是令人讨厌的事，并降低了效率。最好的方法是尽量漏感和增加激磁电感。

但是，变压器设计时为尽量增加磁通密度摆幅，减少剩磁影响给磁芯加很小气隙，这是与增大激磁电感使矛盾的。应当在两者之间折衷。

总结

因为正激变压器不存储能量，它不存在反激功率水平限制问题。它也具有一个电感，与输出电容一起平滑电流。正激可直接构成500W或更大功率。该拓扑主要限制仍然是是否可买到达功率MOSFET。增加功率转化为增加电流，并最终MOSFET损耗太大。此时，采用更多MOSFET分担负载电流。高输入电压时可采用双端正激，还可以输出交错并联。

e. 推挽（半桥，全桥）

推挽变换器拓扑如图2.13和2.14所示。有两类推挽变换器：电流型和电压型。注意到它们之间的差别主要在于电流型输入需要一个额外的电感（有时很大），但是不要输出电感。而电压型输入没有大电感，输出必须有滤波电感。

推挽两只晶体管接地，而半桥不是。虽然上面提到有IC能驱动同步整流高端晶体管，但它们仍稍低于最大电源电压。因为推挽和半桥是两个晶体管，它们功率水平比单管高，常常意味着输入电压也高。驱动半桥要产生分离的浮动栅极驱动，这时而推挽肯定优越的。

电压型

电压型推挽变换器如图2.13所示。两个晶体管加在带有中心抽头的变压器上，它们相互相差180°交替导通。这并不意味着每次导通时间各占周期的50%，即两个晶体管具有相同的占空比。

如果图2.14中晶体管T1导通，T2关断。注意到变压器“·”这一端输入电压加在变压器半边，所以加在截止晶体管漏极上的电压为2×Ui。晶体管T1导通，则正电压加在二极管D1上而导通，二极管D2截止。另一个晶体管镜像工作，两晶体管导通时间相同。如果Ui在开关周期内是常数，加在变压器上伏秒总和为零，且磁芯对称于零变化。

这个变换器最大的问题是晶体管电压定额高，至少是输入最大电压Ui的两倍。如果由120V电网整流的输入供电，并电容滤波，峰值直流电压为170V，晶体管至少需要2×170V＝340V。实际上，电网是非常“肮脏”的地方，因此至少需要500V以上的晶体管。高电压定额意味着导通电阻RDson高，所以损耗高于希望值。万一，浪涌电压高于200V，这将损坏晶体管。

另一个潜在问题是在两个晶体管转换应有一个时间－死区时间。否则两个晶体管由于关断延迟而造成同时导通，变压器将被短路，且电流将迅速增大，仅是漏感限制此电流－这通常造成晶体管失误。其次晶体管必须导通相同时间，否则变压器正负伏秒不平衡－磁偏移而饱和。实际中，采用电流控制型可避免伏秒不平衡而造成的饱和。

电流型

电流型推挽变换器可以避免电网电压十分敏感在电流型推挽中排除了。因为在输入电压和变压器之间有一个电感。现在当晶体管导通时，变压器电流由电感电流控制，如图2.14所示。这种安排偏移偏移两晶体管同时导通电感储能，一个晶体管导通输出能量。变压器类似互感器工作。

这个变换器的不足之处是增加了一个电感。因为此电感必须通过变换器流，并提供足够的感抗，在开关周期像一个电流源，做得很大（费钱）降低了变换器功率水平。

变压器利用率

应当看到，上面讨论的拓扑（反激，正激和Buck/Boost）仅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升到最大值，再返回到零，决不会达到负值。推挽利用磁性好些，因为磁芯磁通密度在正负两个方向，这与单晶体管比较相同功率水平减少了磁芯尺寸。

f. 谐振变换器和软开关变换器

上世纪90年代至今，你可以看到很多文献讨论，每个都想采用它。目前这种时尚像流行歌曲已经过去了。如果你真有耐心，或许你花几个星期乃至几个月去折腾一个谐振变换器。

与之相反，研究软开关花费心思较少，且似乎更实际些，许多谐振变换器实际上是软开关变换器。软开关的另一个名称是准谐振变换器。

谐振和软开关变换器之间的差别

谐振变换器功率（电压或电流）波形式正弦的。这通过电感和电容谐振来完成的，电容通常是寄生参数。当电压或电流过零时开关，以保证几乎没有损耗的开关过渡。谐振变换器主要专利应用在高频变换器中，这里开关损耗胜过开关的导通损耗。但是因为开关过渡取决于谐振网络的频率，实际变换器开关频率是变化的，有时变化很大，与电网电压和负载有关。

软开关变换器介于谐振变换器和PWM变换器之间。所讨论的任何拓扑适当加些元件都可做成软开关。软开关变换器总是恒定频率工作，像PWM变换器，但是在开关周期的一部分谐振，以至于开关几乎无损过渡。

为何你不必采用谐振变换器

谐振变换器有许多问题。这些问题中至少有一个是开关频率随负载变化。事实上，这些变换器一般最低工作频率发生在最大负载时，所以EMI滤波设计是最困难的也是低频最大电流负载。这样变换器，包括EMI设计工作在内，通过高频减少体积的优点丧失了。如果以后有人关于谐振变换器可以达到100W/in3,你得问问他的功率密度是否包括噪声滤波器。

另外，因为杂散电容作为谐振网络一部分，更严重的问题发生了。由于器件之间参数分散性，这些决策几乎不能工作。即使相同型号的器件由于来自不同的制造厂也存在差别。这些不同直接影响了工作频率，从而影响输出电容、EMI滤波等等。这些器件如增加外部电容并联，使得寄生电容的改变相对不重要。遗憾的是这种方法增加了谐振网络的周期，因此原先希望工作在高频的愿望破坏了。

为什么你应当采用软开关变换器？

与谐振变换器相反，软开关变换器工作在固定频率，使得滤波要求非常明确。软开关谐振电容外接。因此装置与装置之间性能可以再现。图2.15示出了一个熟悉的标准的软开关正激变换器，波形如右。

开始，晶体管导通，漏极电压为零。当晶体管关断时，变压器初级电感与外加电容（与MOSFET源极－漏极电容并联，但外部电容设计的远大于MOSFET电容）形成振荡回路。在完成振铃半周期以后，磁芯复位。L和C值决定振铃频率，以及磁芯复位伏秒要求决定振铃电压多高。在半周期振铃完成以后，因为现在没有能量存储在变压器中，漏极电压保持在输入电压。在晶体管再次导通前，一直保持这种状态。

这种变换器与谐振变换器主要区别是仍然保持脉宽调制，晶体管以恒频开关。当然，电容和电感仍然要小心选择。如果它们太大，（半）周期将超过开关周期，且磁芯不能复位。如果他们太小，在一个很短的时间内得到磁芯复位的伏秒，漏极电压太高。虽然如此，在变换器能正常工作范围内，杂散元件可以较大范围变化。

可以开看到，当晶体管导通时，电容能量消耗在MOSFET中。如果电容足够小，这可能不太坏。例如，如果电容是100pF,输入电压是50V，开关频率是500kHz，仅由于电容引起的损耗为

当然，尽管有时可以借用PWM芯片设计成同步整流，软开关变换器不足之处是明显缺乏控制它们的IC芯片。或许将来软开关控制IC成为普遍应用－那时，软开关将成为最好的选择。

g. 复合变换器

任何两级（在理论上可以更多）变换器串联组成复合变换器。与两级级联变换器（例如PFC＋C/DC变换器）区别是整个两级串联变换器系统仅用一个控制回路。例如，复合变换器可能由前级Buck，由160V直流输入，后继推挽电路（图1.16所示）与之串连。Buck闭环产生近似固定电压（如50V），例如推挽以固定周期降压产生5V输出。闭环检测5V输出电压，用误差信号控制Buck占空度。虽然推挽工作在开环(因为它以固定占空度开关)，但实际上推挽级等效为控制环路中的一个增益单元（在图2.13中增益为1/10，即－20dB。）

在两级电路中，两个变换器的有些元件可以分享，就是这个例子中Buck变换器的输出滤波电容也是推挽变换器的输入电容。可以想象，在有些电路中，电感可以分享。和谐振和软开关变换器一样，有大量变换器组合成复合变换器。不再一一列举。

何时采用复合变换器

从以上的例子可以看到，当你要大幅度降压或升压时，复合变换器是很有用的。如上所述，PWM能得到的占空度以及你试图得到变压器变比有实际限制的。如果你需要电压变化超过可能的限制，复合变换器大大扩展了可用的变换范围。

当你需要十分大的变换比（输入与输出电压比），又要求输入输出隔离时，可以采用复合变换器。对于困难的设计是两条综合在一起，但是通过分离功能，你可以使他们很容易。例如，让前级变换器完成电压变换，而后级变换器完成隔离，或许用1：1变压器。因为第二级变换器总是工作在相同输入电压和相同输出电压，它的元件在这个状态最佳，且效率最高。的确，这种复合变换器比单级变换器更有效，因为避免了同时解决大变换比和隔离的变压器困难。

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